Расчет выходного трансформатора сопротивлений передатчика ДМВ-диапазона

Расчет выходного трансформатора сопротивлений передатчика ДМВ-диапазона

(Схемотехника. – № 9/2004. – С. 38–39)

Скачать статью в одном файле (PDF, 255 кб - 1мин 20 сек @28,8 кб/сек)

Выходные каскады усилителей мощности передатчиков систем радиовещания и радиосвязи работают на антенно-фидерные тракты имеющие, как правило, стандартное входное сопротивление равное 50 либо 75 Ом [1]. В соответствии с [1] оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора R_н.опт., на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы Ом и может быть определено из соотношения:

R_н.опт.=(E_п- U_нас)²/2Р_вых.max. (1)

где E_п – рекомендуемое напряжение источника питания транзистора, справочная величина [2];

Р_вых.max. – максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, справочная величина;

U_нас – напряжение насыщения коллектор-эмиттер, справочная величина, составляющая 0,1...0,2 В.

С целью трансформирования сопротивления антенно-фидерного тракта в оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора традиционно используются трансформаторы сопротивлений, выполненные в виде фильтров нижних частот (ФНЧ) четвертого порядка (рис. 1) [1, 3]. Во многом это обусловлено наличием разработанной методики расчета таких трансформаторов, основанной на использовании таблиц нормированных значений элементов [4]. Недостатком рассматриваемых трансформаторов является значительное частотно-зависимое отклонение их коэффициента трансформации К_тр от заданного значения при необходимости одновременного увеличения, как указанного коэффициента, так и относительной полосы рабочих частот

W=f_в/f_н, где f_в, f_н – верхняя и нижняя рабочие частоты трансформатора.

Рис.1		Рис.2

Указанный недостаток в значительной степени может быть устранен благодаря использованию трансформаторов, выполненных в виде полосовых фильтров (рис. 2) [5], что достигается благодаря увеличению их коэффициента отражения вне полосы рабочих частот. Однако отсутствие методики расчета указанного трансформатора затрудняет его применение.

В таблице приведены результаты вычислений нормированных относительно центральной круговой частоты полосы рабочих частот трансформатора и сопротивления антенно-волноводный тракта значения элементов L1, C2, C3, L4. Расчеты сделаны по методике описанной в [6] для коэффициента трансформации лежащего в пределах от 2 до 20 и для относительной полосы рабочих частот лежащей в пределах W от 1,3 до 3. Здесь же даны значения коэффициента стоячей волны (КСВ) трансформатора по входу, соответствующие заданным значениям К_тр и W.

Сравнение характеристик рассматриваемого трансформатора (см. таблицу) и характеристик трансформатора выполненного в виде ФНЧ [4], показывает, что при прочих равных условиях он имеет гораздо меньшее значение КСВ.

Для примера осуществим проектирование трансформатора (рис. 2), предназначенного для работы в передатчике с R_А=75 Ом, при условиях: в выходном каскаде передатчика используется транзистор КТ930А; W=1.5; центральная рабочая частота передатчика равна 375 МГц.

Таблица - Нормированные значения элементов трансформатора

В соответствии со справочными данными транзистора КТ930А [2] по (1) определим: R_н.опт.=7.8 Ом. Требуемый коэффициент трансформации: К_тр= R_А./ R_н.опт.=9.6.

Ближайшее табличное значение К_тр=10. Для К_тр=10 и W=1.5 из таблицы найдем: L1н=0.200; C2н=3.533; C3н=1.702; L4н=0.911.

Центральная круговая частота полосы рабочих частот трансформатора = = .

Денормируя значения элементов трансформатора получим: L1=L1н·R_А / = 6.4 нГн; L4 = 29 нГн; С2=С2н/(R_А ·) = 20 пФ; C3 = 9.6 пФ.

На рис. 3 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления |Z_вх| спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же для сравнения (кривая 2) представлена расчетная характеристика трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (рис. 1, L 1=3.5 нГн; С2=47.6 пФ; L 3= 11.8 нГн; С4=14.4 пФ) и рассчитанного по таблицам из [4].

Рис.3		Рис.4

Другим достоинством трансформатора приведенного на рис. 2 является следующее. При неизменной выходной мощности усилителя ток, потребляемый его выходным каскадом, слабо зависит от частоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить достижение более высокого среднего КПД усилителя.

На рис. 4 приведена зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности Р_вых равной 10 Вт (кривая 1). Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

Рис.5.

В усилителе использован рассматриваемый трансформатор (элементы L7, C8, C9, L8), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчитаны по методике описанной в [6]. Характеристики усилителя: максимальное значение выходной мощности не менее 12 Вт; полоса рабочих частот 300...450 МГц; коэффициент усиления 8 дБ.

Литература

1. Радиопередающие устройства / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А.   Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003. – 560 с.
2. Петухов В.М. Транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник. В 4 томах. – М.: Издательское предприятие РадиоСофт, 2000.
3. Титов А.А. Двухканальный усилитель мощности с диплексерным выходом // Приборы и техника эксперимента. – 2001. – № 1. – С. 68 – 72.
4. Знаменский А.Е. Таблицы для расчета трансформаторов сопротивлений в виде фильтров нижних частот // Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. 1985. Вып. 1. С. 99 – 110.
5. Асессоров В.В., Кожевников В.А., Асеев Ю.Н., Гаганов В.В. Модули ВЧ усилителей мощности для портативных средств связи // Электросвязь. – 1997. – № 7. – С. 21 – 22.
6. Титов А.А., Григорьев Д.А. Параметрический синтез межкаскадных корректирующих цепей высокочастотных усилителей мощности // Радиотехника и электроника. – 2003. – № 4. – С. 442–448.