Модуль обработки ПЧ/НЧ КВ трансивера
Модуль обработки ПЧ/НЧ КВ трансивера
Памяти брата Александра - RV9BB посвящается. Приведённые ниже схемы представляют узлы любительского КВ трансивера, которые могут удовлетворить довольно взыскательным требованиям по качеству обработки сигнала, как в тракте приёма, так и в тракте передачи. Так, при операции балансировки модулятора и детектора, были проведены измерения суммарных искажений сквозного тракта, в режиме SSB, на передачу и приём, по следующей схеме: На вход “М” модулятора (Рис. 1) подаётся сигнал 1000 Гц, с генератора Г3-102, уровнем 50 мВ, выход DSB out на этом же рисунке соединяется с входом оконечного каскада DSB на Рис 2. Выход усилителя DSB (точка XF) отключен от кварцевого фильтра, и нагружен на резистор, равный сопротивлению фильтра, а так же соединён с точкой IF на Рис. 1. На выход AF out подключена нагрузка 600ом и измеритель искажений С6-11. Регулировкой усиления DSB( P1на рис1) устанавливается уровень AF out, равный 100 мВ. При правильной балансировке и хорошо подобранных элементах суммарные вносимые искажения обеих трактов не превышают 0,2%!... Такие низкие искажения достижимы в результате использования прямоугольной несущей, как в модуляторе, так и в детекторе. О преимуществах использования прямоугольной несущей можно прочитать в брошюре: “Транзисторные модуляторы в технике электросвязи”- 1975г., автор Ким … Название по памяти, читал давно… Хорошей подсказкой для схемы детектора послужили книги Полякова о технике прямого преобразования. Так, например, стало ясно, что максимум передачи детектора на полевых транзисторах с PN переходом имеет место при определённом запирающем напряжении на затворе и постоянном напряжении гетеродина..., эффект весьма значительный!
Рис.1 - щелкните мышью для увеличения Рассмотрим узлы, представленные на рисунке 1. Опорный кварцевый генератор на транзисторе VT1 работает на частоте последовательного резонанса кварца. При его настройке для достижения максимальной стабильности частоты, вращением сердечника L3 необходимо добиться максимума напряжения в точке соединения С5,С6, затем выкрутить сердечник до спада уровня на 10% и зафиксировать. Установка требуемой частоты генерации затем проводится подбором ёмкости С3 и изменением индуктивности L1. На транзисторной сборке VT4,VT5 выполнен удвоитель частоты. Применение балансной схемы с глубокой обратной связью по току и сборки транзисторов на одной подложке, с небольшим разбросом параметров, обеспечивает хорошее подавление 1-ой гармоники и высокую термостабильность. Резисторы в цепи баз и ферритовые бусинки на выводах коллекторов служат, как антипаразитные элементы от СВЧ возбуждений. Для выделения 2-ой гармоники и последующего её усиления служит каскад на транзистореVT6, с двухконтурным полосовым фильтром в цепи затвора. Амплитуда 2-ой гармоники на затворе составляет не менее 5V, что с запасом гарантирует стабильную работу триггеров в схеме. Назначение транзистора VT9 - блокировка работы триггера в тракте передачи, в режиме приёма и в режиме передачи CW. Питание схемы триггеров и формирователя осуществляется от электронного фильтра на транзисторе VT8, напряжение на выходе которого регулируется подбором резистора R23. Модулятор выполнен по классической схеме, с использованием диодной сборки на одной подложке, что обеспечивает стабильность характеристик при изменении температуры и подавление несущей не хуже -46dB. Для обеспечения высокого качества SSB сигнала необходимо не превышать уровень модулирующего напряжения НЧ более 50мВ. Для согласования ФНЧ, имеющего характеристическое сопротивление 1,2 ком и частоту среза 3,2 КГц, с входом модулятора, между ними установлен эмиттерный повторитель на транзисторе VT10. Усилитель DSB представляет собой каскодную схему типа ОИ – ОЗ на транзисторах КП307Б. Первый транзистор усилителя расположен на плате модулятора, и имеет цепь регулировки усиления с помощью подстроечного резистора R1. Соединение цепи стока этого транзистора с истоком второго транзистора КП307Б, расположенного на плате основного УПЧ, происходит по коаксиальному кабелю, через ВЧ разъём и нормально замкнутые контакты К1-1 реле К1, изображённого на рисунке 2. Продукт-детектор является, в некотором смысле, аналогом классической кольцевой схемы на диодах. В качестве достоинства схемы следует отметить высокую линейность и большой динамический диапазон входного сигнала. Так, при уровне 300мВ на входе, искажения НЧ сигнала на выходе детектора, после ФНЧ, составляют 1%!.. При коэффициенте передачи детектора около единицы, при усилении по НЧ всего 40dB, и искажениях 1%, запас по динамике составляет более 20dB. К недостаткам можно отнести сравнительно громоздкий трансформатор TR5, но его габариты можно уменьшить за счёт повышения нижней граничной частоты в полосе пропускания, несколько уменьшая индуктивность обмоток. Настройка детектора на максимум передачи и минимум нелинейных искажений производится соответственно резисторами R39,R38 (уровень, баланс). При использовании соответствующих аппаратных средств можно попробовать настроить детектор на минимум интермодуляционных искажений. Мной эта работа не проводилась. Разница характеристик пар Т1 и Т2 должна быть минимальной, для более точной настройки, при разбросе пар, рекомендуется на каждую использовать свои регулировочные элементы. Вышеперечисленные узлы конструктивно выполнены на одной плате и помещены в коробку, из оцинкованного железа с размерами 150х110х38 мм, снабжённую крышкой. Цепи управления и НЧ, а также питания, заведены через проходные конденсаторы с ёмкостью 4700пкф, цепи ПЧ через ВЧ разъёмы. На рисунке 1 также изображена схема согласующего каскада для подчисточного кварцевого фильтра и низкоомных цепей ПЧ ( детектор RX, смеситель TX). Использование динамической нагрузки у первого транзистора, и применение составной схемы обеспечивают, при высоком входном сопротивлении, в режиме SSB и коэффициенте передачи 0,9, запас по динамике не менее 20dB. Конструктивно этот узел расположен на плате основного УПЧ, вблизи от подчисточного фильтра. Перейдём к рассмотрению схем на рисунке 2.
Рис.2 - щелкните мышью для увеличения Здесь представлен комбинированный каскад на транзисторе VT1, который, в зависимости от режима работы реле К1, является или оконечным каскадом каскодного усилителя, или генератором несущей телеграфного сигнала, синхронизированного кварцем Cr1. Для грубого согласования каскада с кварцевым фильтром служит емкостной делитель С6,С7, для более точного – резистор R7. В режим генератора схема на VT1 переходит при срабатывании контактов реле К1. Цепочки C1,R2 и C4,R5 служат для установки требуемой амплитуды и устойчивой генерации. Подбором С2 и подстройкой L1 осуществляется установка частоты. Здесь же, на рисунке, представлена схема коммутации первого кварцевого фильтра с выходом каскада на VT1 и выходом предварительного усилителя ПЧ, выполненного по двухтактной схеме с общими затворами и резонансной нагрузкой. Схема предварительного усилителя не имеет особенностей, коэффициент его усиления, при работе на согласованную нагрузку, составляет 14dB, чувствительность со входа, при соотношении сигнал/шум 10dB, составляет 0,1µV. Симметрирующие трансформаторы выполнены на сердечниках К10х 6х 5, проводом ПЭЛШО 0,18 со скруткой, и имеют по10 – 12 витков. Исключение составляет трансформатор Tr1, у него обмотка в виде ленты, склеенной из двух параллельных проводов ПЭЛШО 0,23, число витков – 10. Катушка L4 – фторопластовый тор с наружным диаметром 20мм. Подчеркну, что в конструкции трансивера использован нетрадиционный способ формирования сигнала на передачу. Из схем коммутации, представленных на рис.1 и 2, видно, что направления работы основного кварцевого фильтра и УПЧ одинаковы в режимах RX и TX. Отсутствие перегрузки УПЧ и искажений сформированного SSB сигнала достигнуто за счёт глубокой регулировки усиления основного УПЧ. С аналогом схемы УПЧ и принципом регулирования усиления можно ознакомиться в Интернете по адресу: http://www.qrz.ru/schemes/detail/2228. В действующей конструкции трансивера манипуляция телеграфного сигнала осуществляется также изменением усиления основного УПЧ, от минимального до номинального, плюс ключевание драйвера, выполненного по прототипу схемы RA3AO. На мой взгляд, преимущества такого способа очевидны, и заключаются в следующем: За счёт дополнительной фильтрации усиленного сигнала SSB ещё двумя кварцевыми фильтрами (КФ) в тракте ПЧ, значительно уменьшаются побочные излучения несущей, второй боковой и других комбинационных продуктов, возникающих в модуляторе. То же самое происходит с телеграфным сигналом, особенно если в режиме CW полоса дополнительных фильтров сужается. В варианте описываемого трансивера при раскладе КФ : 12 + 4 + 6 резонаторов, итоговая полоса на уровне -6dB составила 2,6 КГц. Понятно, что величина суммарного затухания вне полосы пропускания всей системы равна сумме затуханий каждого фильтра минус общее усиление УПЧ. В режиме передачи усиление УПЧ не превышает 20dB, так что ослабление побочных излучений имеет весомую величину. Думаю, в подтверждение этого, будет полезен анализ нижеследующей информации: Имеем фильтр Чебышева n = 6, B = 2650 Гц, А = 0,1dB Для обеспечения нижней границы пропускаемых частот = 300Гц на уровне -6dB, необходимо частоту несущей установить на скате фильтра = -18,6dB. Подавление второй боковой при отстройке на 300Гц составит -29dB, на 600 Гц – (-37dB), на 765 Гц – (-40dB), на 1000 Гц – (-45dB). Посмотрим картину с 8-ми кристальным фильтром: Имеем фильтр RA3YF n = 8, B = 3058Гц, A= 2,13dB. Для обеспечения нижней границы пропускаемых частот =300Гц на уровне -6dB, необходимо частоту несущей установить на скате фильтра = -20dB. Подавление второй боковой при отстройке на 300Гц составит -32 dB, на 600 Гц –42 dB, на 765 Гц – (-47dB), на 1000 Гц – (-53dB). Как видно из цифр, и 8 кристаллов ещё далеко не сахар!... Раз пошло такое дело, вытащим на суд ещё один фильтр: Чебышева n =14, B = 2884 Гц, А = 0,8dB Для обеспечения нижней границы пропускаемых частот =300Гц на уровне -6dB, необходимо частоту несущей установить на скате фильтра = -50dB. Подавление второй боковой при отстройке на 300Гц составит -77dB, на 600 Гц – (-96dB), на 765 Гц – (-116dB), на 1000 Гц – (-???dB). Цифры здесь говорят сами за себя… Кто не согласен с такими данными? Пожалуйста, ваши соображения… сюда> rz9ae (at] mail.ru На мой взгляд, ознакомившись с этими данными, высказывания некоторых HAM-s, о достаточности применения в КВ трансивере кварцевого фильтра на шести кристаллах, становятся просто смешными… Конечно, сколько людей, столько и мнений! Я высказал своё!... В свете идей каскадного включения высокоизбирательных полосовых фильтров (КФ,ЭМФ), я придерживаюсь мнения, высказанного ещё в прошлом веке, на страницах венгерского журнала “ RADIOTECHNIKA”, радиолюбителем из г.Будапешта, доктором наук – HA5?? ( позывной, к сожалению, не помню). Про фамилию и не говорю, сложно… Но суть не в этом, а в его мыслях на этот счёт, переводимых на русский Александром, моим братом и сподвижником в радиолюбительских делах (RV9BB, SK 03.12.2004). Вопрос конкретно касался использования одинаковых ЭМФ в спич-процессорах, с ограничением по ВЧ SSB сигнала и последующей его демодуляцией. При этом автор был категорически против использования в качестве “подчисточного” фильтра после ограничителя, ЭМФ с характеристиками, идентичными первому. Причиной тому, согласно мнения автора, является возникновение динамических искажений клипированного сигнала на выходе второго ( подчисточного) ЭМФ. Искажения возникают именно на скатах фильтра… Механизм их возникновения достаточно сложен, а я не доктор наук.. Поэтому я просто последовал рекомендациям венгерского коллеги, и убедился в их пользе. Суть их заключается в использовании в качестве второго фильтра: или более широкополосного ЭМФ, с отступом от скатов первого сверху и снизу, или простого 2-3-х контурного фильтра. Т.е. задача второго фильтра – только ослабить гармоники ( для 500КГц это 1, 1.5, 2 МГц и.т.д). Данная идея была реализована ещё в 1987-ом году, в спич-процессоре с обработкой на 500КГц, с применением прямоугольной несущей. Второй фильтр в этом изделии выполнен на двух стандартных дросселях, с индуктивностью 500mH. Устройство благополучно работает до сих пор, в составе моего КВ трансивера. Корреспонденты, обращающие внимание на качество сигнала, часто подчёркивали естественность его звучания и высокое качество, (excellent signal) звучало в эфире неоднократно. Схему этого спич-процессора предполагаю опубликовать по окончанию обработки схемы и печатной платы на компьютере. Не в укор уважаемому господину Я.С. Лаповку, UA1FA , хочу отметить, что при встрече в эфире, или прослушивании радиолюбителей, использующих клипирование сигнала по его схемам, т.е. с двумя одинаковыми ЭМФ, мне ни разу не приходилось слышать натуральный, естественный голос. Все сигналы были со специфическим, характерным призвуком, который, видимо и является результатом динамических искажений, о которых писал в своей статье венгерский коллега… Хотелось бы услышать по этому поводу также мнение других коллег. Стараясь придерживаться в какой-то степени давнишних рекомендаций уважаемого единомышленника по увлечению, из города Будапешта, я использую следующий принцип при каскадировании кварцевых фильтров в УПЧ: полоса пропускания каждого последующего фильтра шире полосы предыдущего на 150 – 200Гц, сверху и снизу по частоте, на скатах фильтра. Может, это и маловато, но уже что-то!… Хочу отметить, что предлагаемые схемные решения и принципы, могут быть с успехом использованы при конструировании и УКВ техники. Для Р/Л, которым ферритовая бусинка – неизвестное типа X – это кусочек трубки от дросселя типа ДМ, полученный надломом после лёгкого подпиливания надфилем. Для распечатки, имеющим интерес радиолюбителям, прилагаю схемы в формате Splan5_0. При возникновении вопросов - пишите на мой E-mail
|
