Модулятор амплитуды сигналов мощностью 10-100 Вт диапазона 10-450 МГц
Расчет элементов высокочастотной коррекции усилительных каскадов на биполярных транзисторах
(Электросвязь. - 2007. - № 12. - С. 46-48) Скачать всю статью в одном файле (PDF) ВВЕДЕНИЕРасчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью процесса проектирования усилительных устройств, как одного из классов аналоговых электронных устройств. В известной учебной и научной литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. К тому же в теории усилителей нет достаточно обоснованных доказательств преимущества использования того либо иного схемного решения при разработке конкретного усилительного устройства. В этой связи проектирование широкополосных усилителей во многом основано на интуиции и опыте разработчика. При этом, разные разработчики, чаще всего, по-разному решают поставленные перед ними задачи, достигая требуемых результатов. Поэтому в данной статье собраны наиболее известные и эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных устройств на биполярных транзисторах, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов высокочастотной коррекции даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений. Поскольку, как правило, широкополосные усилители работают в стандартном 50 либо 75-омном тракте, соотношения для расчета даны исходя из условий, что оконечные каскады усилителей работают на чисто резистивную нагрузку, а входные каскады усилителей работают от чисто резистивного сопротивления генератора. 1. ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТА В соответствии с [1, 2, 3], приведенные ниже соотношения для расчета усилительных каскадов основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора, приведенной на рис. 1.1, либо на использовании его однонаправленной модели, приведенной на рис. 1.2.
Значения элементов схемы Джиаколетто могут быть рассчитаны по паспортным данным транзистора по следующим формулам [1]: 2. РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 2.1. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема оконечного некорректированного усилительного каскада приведена на рис. 2.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 2.1,б, где Рис. 2.1 При заданном уровне частотных искажений 2.2. ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема каскада приведена на рис. 2.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 2.2,б. Рис. 2.2 В соответствии с [1] коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением: 3. РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ 3.1. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рис. 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 3.1,б. Рис. 3.1 При отсутствии реактивности нагрузки высокочастотная индуктивная коррекция вводится для коррекции искажений АЧХ вносимых транзистором. Корректирующий эффект в схеме достигается за счет возрастания сопротивления коллекторной цепи с ростом частоты усиливаемого сигнала и компенсации, благодаря этому, шунтирующего действия выходной емкости транзистора. 3.2. ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема промежуточного каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рис. 3.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 3.2,б. Рис. 3.2 В соответствии с [1] коэффициент усиления каскада в области верхних частот, при оптимальном значении 4. РАСЧЕТ КАСКАДА С ЭМИТТЕРНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ4.1. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема каскада с эмиттерной коррекцией приведена на рис. 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 4.1,б, где В соответствии с [1], коэффициент передачи каскада в области верхних частот, при выборе элементов коррекции 4.2. ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема промежуточного каскада с эмиттерной коррекцией приведена на рис. 4.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 4.2,б. В соответствии с [1], коэффициент передачи каскада в области верхних частот, при выборе элементов коррекции 5. КОРРЕКЦИЯ ИСКАЖЕНИЙ ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ5.1. РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рис. 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 5.1,б. При условии аппроксимации входного сопротивления каскада параллельной RC-цепью, коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением [1]: 5.2. РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных цепей в [7] предложено использовать схему, приведенную на рис. 5.2. 5.3. РАСЧЕТ КАСКАДА С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ Для исключения потерь в усилении, обусловленных использованием входной корректирующей цепи (см. раздел 5.2), в качестве входного каскада может быть использован каскад с параллельной ООС. Принципиальная схема каскада приведена на рис. 5.3,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 5.3,б. Особенностью схемы является то, что при большом значении входной емкости нагружающего каскада и глубокой ООС ( 6. СОГЛАСОВАННЫЕ КАСКАДЫ С ОБРАТНЫМИ СВЯЗЯМИ 6.1. РАСЧЕТ КАСКАДА С КОМБИНИРОВАННОЙ ООС Принципиальная схема каскада с комбинированной ООС приведена на рис. 6.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 6.1,б. Рис.6.1Совместное использование параллельной ООС по напряжению и последовательной ООС по току позволяет стабилизировать коэффициент усиления каскада, его входное и выходное сопротивления. При условии 6.2. РАСЧЕТ КАСКАДОВ С ПЕРЕКРЕСТНЫМИ ООС Принципиальная схема каскадов с перекрестными ООС приведена на рис. 6.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 6.2,б. Рис. 6.2По идеологии построения рассматриваемая схема похожа на усилитель, в котором использованы каскады с комбинированной ООС. Однако при заданном коэффициенте усиления схема обладает большей полосой пропускания, которая практически не сокращается при увеличении числа каскадов, что объясняется комплексным характером обратной связи на высоких частотах. 6.3. РАСЧЕТ КАСКАДА СО СЛОЖЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЙ Принципиальная схема каскада со сложением напряжений [10] приведена на рис. 6.3,а, эквивалентная схема по постоянному току - на рис. 6.3,б, по переменному току - на рис. 6.3,в. Рис. 6.3 При выполнении условия: 7. РАСЧЕТ КАСКАДОВ С ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНЫМИ КОРРЕКТИРУЮЩИМИ ЦЕПЯМИ В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы пропускания было связано с потерей части выходной мощности в резисторах корректирующих цепей, либо цепей ООС. Этого недостатка лишены усилители, построенные по принципу последовательного соединения корректирующих цепей (КЦ) и усилительных элементов [2]. В этом случае расчеты входных, выходных и межкаскадных КЦ ведутся с использованием эквивалентной схемы замещения транзистора приведенной на рис. 1.2, а в цепи коллектора вместо резистора 7.1. РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ Из теории усилителей известно [3], что для получения максимальной выходной мощности в заданной полосе частот необходимо реализовать ощущаемое сопротивление нагрузки, для внутреннего генератора транзистора, равное постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Это достигается включением выходной емкости транзистора (см. рис. 1.2) в фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена на рис. 7.2. При работе усилителя без выходной КЦ, модуль коэффициента отражения | Таблица 7.1 - Нормированные значения элементов выходной КЦ
Пример 7.1. Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на транзисторе КТ610А ( 7.2. РАСЧЕТ КАСКАДА С РЕАКТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПЬЮ ТРЕТЬЕГО ПОРЯДКА Принципиальная схема усилителя с реактивной межкаскадной КЦ третьего порядка приведена на рис. 7.3,а, эквивалентная схема по переменному току - на рис. 7.3,б [11, 12]. Рис. 7.3Используя однонаправленную эквивалентную схему замещения транзистора, схему (рис. 7.3) можно представить в виде, приведенном на рис. 7.4. Согласно [2, 11], коэффициент прямой передачи последовательного соединения межкаскадной КЦ и транзистора Таблица 7.2 - Коэффициенты передаточной функции фильтра Чебышева
Для выравнивания АЧХ в области частот ниже 7.3. РАСЧЕТ КАСКАДА С ЗАДАННЫМ НАКЛОНОМ АЧХ Проблема разработки широкополосных усилительных каскадов с заданным наклоном АЧХ связана с необходимостью компенсации наклона АЧХ источников усиливаемых сигналов; устранения частотно-зависимых потерь в кабельных системах связи; выравнивания АЧХ малошумящих усилителей, входные каскады которых реализуются без применения цепей высокочастотной коррекции. На рис. 7.5,а приведена принципиальная схема усилителя с реактивной межкаскадной КЦ четвертого порядка, позволяющей реализовать заданный наклон АЧХ усилительного каскада, эквивалентная схема по переменному току приведена на рис. 7.5,б [14]. Рис. 7.5Используя однонаправленную эквивалентную схему замещения транзистора, схему (рис. 7.5) можно представить в виде, приведенном на рис. 7.6. Вводя идеальный трансформатор после конденсатора Рис. 7.7В соответствии с [2, 11], коэффициент передачи последовательного соединения межкаскадной КЦ и транзистора
Таблица 7.3 - Нормированные значения элементов КЦ для
Таблица 7.4 - Нормированные значения элементов КЦ для
В таблицах 7.3 и 7.4 приведены значения элементов 8. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛей С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ При разработке усилителей с рабочими частотами от нуля либо единиц герц до единиц гигагерц возникает проблема совмещения схемных решений построения низкочастотных и сверхвысокочастотных усилителей. Например, использование больших значений разделительных конденсаторов и дросселей питания для уменьшения нижней граничной частоты, связано с появлением некорректируемых паразитных резонансов в области сверхвысоких частот. Этого недостатка можно избежать, используя частотно-разделительные цепи (ЧРЦ). Наибольший интерес представляет схема усилителя с ЧРЦ, предназначенного для усиления как периодических, так и импульсных сигналов [15,16,17]. Схема усилителя с ЧРЦ приведена на рис. 8.1, где УВЧ - усилитель верхних частот, УНЧ - усилитель нижних частот. Принцип работы схемы заключается в следующем. Усилитель с ЧРЦ состоит из двух канальных усилителей. Первый канальный усилитель УВЧ является высокочастотным и строится с использованием схемных решений построения усилителей сверхвысоких частот. Второй канальный усилитель УНЧ является низкочастотным и строится с использованием достоинств схемных решений построения усилителей постоянного тока либо усилителей низкой частоты. При условии согласованных входов и выходов канальных усилителей, выборе значения резистора Список использованных источников
|
;
;
;
;
;
;
,
- емкость коллекторного перехода; 
- постоянная времени цепи обратной связи; 
- статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером; 
- граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером; 
- ток эмиттера в рабочей точке в миллиамперах;
=3 - для планарных кремниевых транзисторов;
=4 - для остальных транзисторов.
и 
часто приводятся измеренными при различных значениях напряжения коллектор-эмиттер 
. Поэтому при расчетах 
значение 
следует пересчитать по формуле [1]
,
- напряжение 
, при котором производилось измерение 
;
- напряжение 
, при котором производилось измерение 
.
и 
оказываются много меньше проводимости нагрузки усилительных каскадов, в расчетах они обычно не учитываются.
;
;
;
,
, 
- индуктивности выводов базы и эмиттера; 
- максимально допустимое постоянное напряжение коллектор-эмиттер;
- максимально допустимый постоянный ток коллектора.
используют параметр 
- коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования [2], равный: 
, (1.1)
=
- круговая частота, на которой коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования равен единице; 
- текущая круговая частота.
[5].
- разделительный конденсатор, 
- резисторы базового делителя, 
- резистор термостабилизации, 
- блокировочный конденсатор, 
- сопротивление в цепи коллектора, 
- сопротивление нагрузки. 
,
;
- текущая круговая частота;
; (2.1)
; (2.2)
; (2.3)
; (2.4)
.
, верхняя граничная частота 
полосы пропускания каскада равна:
=
. (2.5)
; (2.6)
. (2.7)
, 
, 
, 
каскада, приведенного на рис. 2.1, при использовании транзистора КТ610А [6](
= 5 Ом, 
= 1 Ом, 
= 0,0083 Сим, 
= 4 пФ, 
=160 пФ, 
= 1 ГГц, 
=120, 
=0,95 А/В, 
= 0,99, 
= 55 мА), и условий: 
= 50 Ом; 
= 0,9; 
= 10.
и 
, в соответствии с (2.1), имеем: 
= 10,5 Ом. Зная 
, находим: 
= 13,3 Ом. По формуле (2.2) определим: 
= 1,03*10-9с. Подставляя известные 
и 
в соотношение (2.5) получим: 
= 74,9 МГц. По формулам (2.6) и (2.7) определим 
= 196 пФ, 
= 126 Ом.
,
; (2.8)
; (2.9)
; (2.10)
- входное сопротивление и входная емкость нагружающего каскада.
, входное сопротивление и входная емкость каскада рассчитываются по формулам (2.5), (2.6), (2.7).
, 
, 
, 
каскада, приведенного на рис. 2.2, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 0,9; 
= 10; 
, 
нагружающего каскада - из примера 2.1.
и 
из (2.8) получим: 
= 10.5 Ом. Зная 
из (2.10) найдем: 
= 11,5 Ом. По формуле (2.9) определим: 
= 3*10-9 с. Подставляя известные 
, 
в соотношение (2.5) получим 
= 25,5 МГц. По формулам (2.6) и (2.7) определим 
= 126 Ом, 
= 196 пФ.
равном:
, (3.1)
,
; (3.2)
; (3.3)
; (3.4)
; (3.5)
и 
рассчитываются по (2.3) и (2.4).
, 
каскада равна:
=
. (3.6)
, 
каскада рассчитываются по формулам (2.6), (2.7).
, 
, 
, 
, 
каскада с ВЧ индуктивной коррекцией, схема которого приведена на рисунке 3.1, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий 
= 50 Ом; 
= 0,9; 
= 10.
и 
из (3.2) получим 
= 10,5 Ом. Зная 
из (3.3) найдем 
= 13,3 Ом. Рассчитывая 
по (3.5) и подставляя в (3.1) получим 
= 13,7*10-9 Гн. Определяя tк по (3.4) и подставляя в (3.6) определим 
= 350 МГц. По формулам (2.6), (2.7) найдем 
= 196 пФ, 
= 126 Ом.
равном:
, (3.7)
,
; (3.8)
; (3.9)
; (3.10)
; (3.11)
- входное сопротивление и емкость нагружающего каскада;
и 
рассчитываются по (2.3) и (2.4).
, 
, 
каскада рассчитываются по формулам (3.6), (2.6), (2.7).
, 
, 
, 
, 
каскада с ВЧ индуктивной коррекцией, схема которого приведена на рис. 3.2, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 0,9; 
= 10; 
, 
нагружающего каскада - из примера 2.1.
и 
из (3.8) получим 
= 10,5 Ом. Зная 
из (3.9) найдем 
= 11,5 Ом. Рассчитывая 
по (3.11) и подставляя в (3.7) получим 
= 34,7*10-9 Гн. Определяя 
по (3.10) и подставляя в (3.6) определим 
= 308 МГц. По формулам (2.6), (2.7) найдем 
= 196 пФ, 
= 126 Ом.
- элементы коррекции. При отсутствии реактивности нагрузки эмиттерная коррекция вводится для коррекции искажений АЧХ вносимых транзистором, увеличивая амплитуду сигнала на переходе база-эмиттер с ростом частоты усиливаемого сигнала. 
и 
соответствующими оптимальной по Брауде форме АЧХ, описывается выражением:
, (4.1)
;
- нормированная частота;
;
;
; (4.2)
; (4.3)
- глубина ООС; (4.4)
; (4.5)
; (4.6)
. (4.7)
, значение 
определяется выражением:
. (4.8)
и 
в (4.1) найдем:
, (4.9)
.
; (4.10)
. (4.11)
, 
, 
, 
, 
каскада с эмиттерной коррекцией, схема которого приведена на рисунке 4.1, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 0,9; 
= 10; 
= 100 Ом.
, 
, 
и 
из (4.2), (4.3) получим: 
= 4,75. Подставляя 
в (4.4) и (4.8) найдем 
= 4 Ом; 
= 1,03. Рассчитывая 
по (4.7) и подставляя в (4.5), (4.6) получим: 
= 50,5 пФ. По известным 
, 
, 
, 
и 
из (4.9) определим: 
= 407 МГц. По формулам (4.10), (4.11) найдем 
= 71 пФ, 
= 600 Ом.
и 
соответствующими оптимальной по Брауде форме АЧХ, описывается выражением:
, (4.12)
;
- нормированная частота;
;
;
; (4.13)
; (4.14)
- глубина ООС; (4.15)
; (4.16)
; (4.17)
; (4.18)
; (4.19)
- входное сопротивление и емкость нагружающего каскада;
и 
рассчитываются по (2.3) и (2.4).
, значение 
определяется выражением:
, (4.20)
и 
в (4.12) найдем:
, (4.21)
.
, 
, 
, 
, 
промежуточного каскада с эмиттерной коррекцией, схема которого приведена на рис. 4.2, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 0,9; 
=10; 
, 
нагружающего каскада - из примера 4.1; 
.
, 
и 
из (4.13) получим: 
= 28,5. Подставляя 
в (4.15) найдем: 
= 29 Ом. Рассчитывая по формуле (4.19) значение n и подставляя его в (4.20) определим: 
= 0,76. Зная 
, по (4.16) и (4.17) рассчитаем: 
= 201 пФ. По известным 
, 
, 
, 
и 
из (4.21) найдем: 
= 284 МГц. По формулам (4.10), (4.11) определим: 
= 44 пФ; 
=3590 Ом.
,
; (5.1)
; (5.2)
;
- 
входное сопротивление и входная емкость каскада.
входной цепи рассчитывается по формуле (2.5), где вместо 
подставляется величина 
.
и 
входной цепи, схема которой приведена на рис. 5.1, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 50 Ом и 
= 0,9.
= 126 Ом, 
= 196 пФ. Зная 
и 
из (5.1) получим: 
= 0,716. По (5.2) найдем: 
= 7*10-9 с. Подставляя известные 
и 
в (2.5) определим: 
= 11 МГц.
с ростом частоты усиливаемого сигнала и компенсации, благодаря этому, шунтирующего действия входной емкости каскада. Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно описать выражением [1]:
,
; (5.3)
;
;
;
(5.4)
- 
входное сопротивление и входная емкость каскада.
, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:
. (5.5)
и расчете 
по (5.5) верхняя частота полосы пропускания входной цепи равна:
, (5.6)
.
, 
, 
входной цепи, приведенной на рис. 5.2, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 50 Ом, 
= 0,9, допустимое уменьшение 
за счет введения корректирующей цепи - 5 раз.
= 126 Ом, 
= 196 пФ, 
= 0,716. Используя соотношение (5.3) и условия задачи получим: 
= 10 Ом. Подставляя 
в (5.5) найдем: 
= 7,54 нГн. Подставляя результаты расчетов в (5.6), получим: 
= 108 МГц. Используя соотношения (5.4), (2.5) определим, что при простом шунтировании каскада резистором 
= 10 Ом 
каскада оказывается равной 50 МГц.
мало) в схеме, даже при условии 
= 0, появляется выброс на АЧХ в области верхних частот. Поэтому расчет каскада следует начинать при условии:
= 0. В этом случае коэффициент передачи каскада в области верхних частот описывается выражением:
, (5.7)
; (5.8)
;
;
;
- 
входное сопротивление и емкость нагружающего каскада.
, 
каскада равна:
, (5.9)
.
. В случае 
схема имеет выброс на АЧХ и следует увеличить 
. Если окажется, что при 
меньше требуемого значения, следует ввести 
. В этом случае коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением: 
, (5.10)
; (5.11)
;
;
;
.
. (5.12)
, 
каскада может быть найдена после нахождения действительного корня 
уравнения:
, (5.13)
.
, 
каскада определяется из условия:
. (5.14)
, 
, 
каскада с параллельной ООС, схема которого приведена на рис. 5.3, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 50 Ом, 
= 0,9, 
= 1,5, 
нагружающего каскада - из примера 4.2 (
= 44 пФ, 
= 3590 Ом).
и 
из (5.11) определим 
=75 Ом. Рассчитывая 
и 
формулы (5.7) найдем, что 
. Поэтому следует увеличить значение 
. Выберем 
= 6. В этом случае из (5.11) определим: 
= 150 Ом. Для данного значения 
. По формуле (5.9) получим: 
= 76 МГц. Для расширения полосы пропускания рассчитаем 
по (5.12): 
=57 нГн. Теперь найдем действительный корень уравнения (5.13): 
, и по (5.14) определим: 
= 122 МГц.
>>
и выполнении равенств:
(6.1)
? 0,7. Поэтому взаимное влияние каскадов друг на друга при их каскадировании отсутствует [45].
, (6.2)
; (6.3)
;
;
;
.
, из (6.1) и (6.3) получим:
. (6.4)
, 
каскада равна:
, (6.5)
.
, а максимальная амплитуда сигнала, отдаваемого каскадом в нагрузку, составляет величину:
, (6.6)
- максимальное значение выходного напряжения отдаваемого транзистором.
, 
, 
каскада приведенного на рис. 6.1, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 50 Ом; 
=0,9; 
=3.
и 
из (6.4) получим: 
=200 Ом. Подставляя 
в (6.1) найдем: 
=12,5 Ом. Рассчитывая коэффициенты 
, 
формулы (6.2) и подставляя в (6.5) определим: 
=95 МГц. Теперь по (6.6) можно найти величину потерь выходного сигнала, обусловленных использованием ООС: 
.
, (6.7)
; (6.8)
= 2;
;
;
, 
каскада равна:
, (6.9)
.
практически не меняется и может быть рассчитана по эмпирической зависимости:
,
- общее число каскадов;
- верхняя частота полосы пропускания двухтранзисторного варианта усилителя, рассчитываемая по формуле (6.9).
, 
, 
двухтранзисторного варианта усилителя приведенного на рис. 6.2, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
=50 Ом; 
=0,81; 
=10.
и 
найдем: 
= 160 Ом. Подставляя 
в (6.1) получим: 
=15,5 Ом. Теперь по (6.9) определим: 
=101 МГц.
, (6.10)
, его входное сопротивление также равно половине сопротивления
, вплоть до частот соответствующих 
= 0,7. Это следует учитывать при расчете рабочих точек рассматриваемого и предоконечного каскадов.
,
;
;
;
;
.
и 
по формулам [10]:
; (6.11)
, (6.12)
определяется из соотношения:
. (6.13)
, 
, 
каскада со сложением напряжений приведенного на рис. 6.3, при использовании транзистора КТ610А (данные транзистора приведены в примере 2.1) и условий: 
= 50 Ом; 
= 0,9.
= 3 кОм; 
= 10,4 пФ. Теперь по (6.13) найдем: 
=478 МГц.
устанавливается дроссель 
, исключающий потери мощности в коллекторной цепи.
| ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора равен [3]:
| = 
, (6.14)
- текущая круговая частота.
, составляет величину:
, (6.15)
- максимальное значение выходной мощности на частоте 
при условии равенства нулю 
;
- максимальное значение выходной мощности на частоте 
при наличии
.
и 
рассчитать такие значения элементов выходной КЦ 
и 
, которые обеспечивают минимально возможную величину максимального значения модуля коэффициента отражения 
в полосе частот от нуля до 
. В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов 
, 
, 
, рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент
, определяющий величину ощущаемого сопротивления нагрузки 
относительно которого вычисляется 
.
(6.16)
- верхняя круговая частота полосы пропускания усилителя.
=4 пФ), при 
= 50 Ом, 
=600 МГц. Определить 
и уменьшение выходной мощности на частоте 
при использовании КЦ и без нее.
: 
= 
= 
= 0,7536. В таблице 7.1 ближайшее значение 
равно 0,753. Этому значению 
соответствуют:
= 1,0; 
= 0,966; 
=0,111; 
=1,153. После денормирования по формулам (6.16) получим: 
= 12,8 нГн; 
= 5,3 пФ; 
= 43,4 Ом. Используя соотношения (6.14), (6.15) найдем, что при отсутствии выходной КЦ уменьшение выходной мощности на частоте
, обусловленное наличием
, составляет 1,57 раза, а при ее использовании - 1,025 раза.
, при условии использования выходной КЦ, равен:
, (6.17)
;
- нормированная частота;
- текущая круговая частота;
- верхняя круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя;
; (6.18)
;
, 
=
- нормированные относительно 
и 
значения элементов 
и 
.
, 
, 
, соответствующих требуемой форме АЧХ каскада, нормированные значения 
, 
, 
рассчитываются по формулам [12]:
(6.19)
;
;
;
;
;
;
;
,
,
=
.
, 
, 
, соответствующие заданной неравномерности АЧХ цепи описываемой функцией вида (6.17) [13], которые приведены в таблице 7.2.
используется резистор 
, рассчитываемый по формуле [11]:
. (6.20)
принимается равным нулю.
, 
, 
, истинные значения элементов находятся из соотношений:
(6.21)
каскада и значения элементов 
, 
, 
, 
межкаскадной КЦ (рис. 7.3), при использовании транзисторов КТ610А (
= 3 нГн, 
= 5 Ом, 
= 4 пФ, 
= 86 Ом, 
= 1 ГГц) и условий 
= 50 Ом, 
= 0,9, 
= 260 МГц.
= 0,9, что соответствует неравномерности АЧХ 1 дБ, определим: 
= 2,52; 
= 2,012; 
= 2,035. Находя нормированные значения 
= 0,56, 
= 0,055, 
= 0,058 и подставляя в (6.19), получим: 
= 1,8; 
= 0,757; 
= 0,676. Рассчитывая 
и подставляя в (6.18) найдем: 
= 3,2, а из (6.20) определим: 
= 3,75 кОм. После денормирования элементов по (6.21) получим: 
= 12,8 пФ; 
= 5,4 пФ; 
= 35,6 нГн.
а) б)
, с последующим применением преобразования Нортона [3], перейдем к схеме представленной на рис. 7.7.
, при условии использования выходной КЦ, равен:
(7.9)
;
- нормированная частота
; (7.10)
;
;
;
;
;
- нормированные относительно 
и 
значения элементов 
.
=0,25 дБ
3.3
2
3.121
5.736
3.981
3.564
3.2
2
3.576
6.385
4.643
3.898
3.15
2
4.02
7.07
5.34
4.182
3.2
2
4.685
8.341
6.653
4.749
3.3
2
5.296
9.712
8.365
5.282
=0,5 дБ
5.4
2
2.725
5.941
3.731
4.3
4.9
2
3.404
7.013
4.805
5.077
4.9
2
4.082
8.311
6.071
6.0
5.2
2
4.745
9.856
7.632
7.13
5.7
2
5.345
11.71
9.702
8.809
, вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным наклоном АЧХ, лежащим в пределах + 6 дБ, при допустимом уклонении АЧХ от требуемой формы 
равном 0,25 дБ и 0,5 дБ, и для различных значений 
.
(7.11)
;
, 
- нормированные относительно 
и 
значения элементов 
и 
.
, в этом случае, выбираются для значения 
равного:
(7.12)
- коэффициент, значение которого приведено в таблицах.
каскада и значения элементов 
, 
, 
, 
, 
межкаскадной КЦ (рис. 7.5), если в качестве 
и 
используются транзисторы КТ610А (
= 3 нГн, 
= 5 Ом, 
= 4 пФ, 
= 86 Ом, 
= 1 ГГц), требуемый подъем АЧХ каскада на транзисторе 
равен 3 дБ, 
= 50 Ом, 
= 0,9, 
= 260 МГц.
, 
и 
равны: 
= 
= 0,56; 
= 
/
= 0,058; 
= 
/
= 0,057. Значение 
= 0,9 соответствует неравномерности АЧХ 1 дБ. По таблице 7.4 найдем, что для подъема АЧХ равного 3 дБ коэффициент 
= 4,9. По (7.12) определим: 
= 0,05. Ближайшее табличное значение 
равно 0,07. Для этого значения 
из таблицы имеем: 
= 0,959; 
= 1,917; 
= 4,816; 
= 4,817; 
= 0,224. Теперь по (7.11) и (7.10) получим: 
= 1,13; 
= 0,959; 
= 1,917; 
= 4,256; 
= 3,282; 
= 0,229; 
= 4,05. После денормирования элементов найдем: 
= 
= 82,5 Ом; 
= 
/
= 100 нГн; 
= 
/
= 30,3 пФ; 
= 23,4 пФ; 
= 12 нГн.
равным 
, а 
много больше значения 
, усилитель с ЧРЦ оказывается согласованным по входу и выходу. Каждый из канальных усилителей усиливает соответствующую часть спектра входного сигнала. Выходная ЧРЦ осуществляет суммирование усиленных спектров в нагрузке.
и 
, а нижнюю и верхнюю граничные частоты УНЧ как 
и 
, то дополнительным необходимым условием построения усилителя с ЧРЦ является требование:
?10
. (8.1)
до 
. 
и 
выбираются из условий:
(8.2)
определяется необходимый коэффициент усиления УНЧ 
из соотношения:
, (8.3)
- входное сопротивление УНЧ.
(8.4)
, 
, 
, 
, 
, 
, коэффициент усиления УНЧ и его 
для усилителя с ЧРЦ, схема которого приведена на рис. 8.1, при условиях: 
= 10; 
= 1 МГц; 
= 
; 
= 
= 50 Ом.
= 10 МГц, 
=50 Ом, 
=500 Ом. Теперь по (8.3) найдем: 
=110, а по (8.4) определим: 
= 3,2 нФ; 
= 8 мкГн; 
= 320 пФ; 
=800 нГн.