Малошумящий High-End предусилитель на транзисторах
Предлагаемая автором конструкция ПУ используется в составе звуковоспроизводящего комплекса вместе с УМЗЧ, описанным в статье "Сверхлинейный УМЗЧ класса High-End на транзисторах".
Сравниваются особенности спектра нелинейных искажений в усилителях с различной частотой среза АЧХ. Показано, что устройства на операционных усилителях обогащают звуковой сигнал высшими гармониками, поэтому их применение в аудиокомплексах особо высокого качества нежелательно. Представлена конструкция малошумящего высоколинейного предварительного усилителя с большой частотой среза и блоками регулировок громкости и тембра.
При использовании пассивных регуляторов тембра (РТ) и достаточной чувствительности УМЗЧ назначением предварительного усилителя ЗЧ (ПУЗЧ) остается компенсация вносимого РТ ослабления усиливаемого сигнала и согласования входных и выходных сопротивлений различных звеньев тракта между собой. Эта функция принадлежит линейным малошумящим каскадам усиления с высоким (десятки-сотни кОм) входным и низким (не более 600 Ом) выходным сопротивлением. Такие значения необходимы, чтобы не вносились погрешности в характеристики регулирования РТ и регулятора громкости (РГ) и не оказывалось влияние на характеристики источников сигнала.
Известные автору конструкции ПУЗЧ не удовлетворяют возросшим к ним требованиям. Если ранее при воспроизведении граммофонной или магнитофонной записи было вполне достаточно, чтобы относительный уровень шума ПУЗЧ был около -80...-85 дБ, что не хуже, чем у источников сигнала, то при прослушивании компакт-дисков, когда "мертвая тишина" в паузах наполняется досадным шипением, такой шум уже становится назойливой помехой. Оставляют желать лучшего и другие параметры, особенно у ПУЗЧ, выполненных с использованием операционных усилителей (ОУ).
Низкая (десятки-сотни герц) собственная частота среза ОУ fc обусловливает не самую лучшую переходную характеристику, определяющую верность передачи фронта импульсных сигналов. Такая fc заставляет считаться с возможностью возникновения динамических искажений, а также приводит к уменьшению глубины ООС с ростом частоты, т.е. к росту нелинейных искажений (НИ). Ухудшение подавления искажений сигнала начинается в ОУ, охваченном ООС, с частоты его среза to и происходит приблизительно прямо пропорционально частоте. Например, если fc<500 Гц и при усилении сигнала с частотой fA=1 кГц получен уровень второй гармоники (на частоте 2 кГц) 0,001%, то при усилении равного по амплитуде сигнала с частотой fB=8 кГц уровень второй гармоники (на частоте 16 кГц) будет примерно в fB/fA=8 раз больше, что дает уже не такие благополучные искажения (0,008%). Однако это еще только полбеды.
Еще хуже то, что вместе с этим изменяется соотношение между гармониками одного и того же сигнала в пользу гармоник более высокого порядка. Это касается НИ, генерируемых теми каскадами ОУ (прежде всего, выходными, из-за значительности их вклада в общий уровень НИ), которые следуют за каскадом, формирующим излом АЧХ на частоте fc. Искажения этих каскадов и будем иметь в виду далее (в первых каскадах ОУ процессы имеют свои особенности).
На рис.1 показаны частотные зависимости отношения коэффициента НИ по гармонике n>2 Qn к коэффициенту НИ по второй гармонике Q2, приведенных к такому же отношению для ОУ без ООС Qn/Q2. Прямая 1 соответствует ОУ без ООС, прямая 2 - ОУ с замкнутой петлей ООС. Прямая 1 соответствует также усилителю, имеющему высокую частоту среза fc'>>20 кГц, причем безразлично, включена ООС или нет. Как видно, УЗЧ на ОУ обогащает спектр НИ гармониками высших порядков. Наблюдаемую реально картину сглаживает лишь то, что исходные (без ООС) амплитуды гармоник сами обычно уменьшаются с ростом их номера n, поэтому регистрируемые при измерениях продукты искажений зависят не так сильно от частоты. Понятно, что картина, аналогичная рис.1, имеет место и для компонентов интермодуляционных искажений различных порядков.
Как известно, качество звучания зависит не только от амплитуд гармоник различного порядка, но и от соотношения между ними: желательно, чтобы с ростом номера гармоники ее амплитуда достаточно быстро убывала, в противном случае звучание становится жестким, приобретает неприятный металлический оттенок. Из рис.1 видно, что УЗЧ на ОУ действует в прямо противоположном направлении, причем практически во всем звуковом диапазоне, исключая лишь самые низкие частоты (и это касается, конечно, не только ПУЗЧ, но и усилителей мощности). И если регулятор тембра НЧ, поднимая АЧХ тракта на частотах, ниже 1 кГц, в какой-то степени восстанавливает соотношение между гармониками в диапазоне наклона участка своей АЧХ, то подъем высоких частот регулятором тембра ВЧ еще более усугубляет нарушение соотношения между ними на частотах более 1 кГц.
Таким образом, пресловутое "транзисторное звучание" начинает зарождаться еще в ПУЗЧ, выполненных на ОУ. Поэтому увлечение такими схемами, несмотря на все удобства и упрощения при использовании ОУ, идет в ущерб качеству звуковоспроизведения. И нет ничего удивительного в том, что они звучат хуже ламповых усилителей, имеющих, как правило, достаточно высокую fc (что возможно благодаря относительно неглубокой ООС) и к тому же благоприятный спектр генерируемых лампами гармоник (не выше пятого порядка).
Для получения благоприятного спектра НИ транзисторный усилитель до охвата ООС должен иметь частоту среза fc'>20 кГц (рис.2, кривая 1). Это требование удачно согласуется и с условием отсутствия динамических искажений. Любопытной вместе с этим выглядит возможность дополнительного улучшения спектра гармоник и приближения его характера к ламповому путем специфической коррекции, заключающейся в подъеме исходной (без ООС) АЧХ с ростом частоты в звуковом диапазоне или хотя бы на некотором его участке (рис.2, ломаная 3). Кривая 2 соответствует случаю 2 рис.1. Благодаря уменьшению относительной доли ВЧ компонентов в НИ, это позволило бы получить спектр искажений на рис.1, кривая 3, что должно, по-видимому, делать звучание более мягким. Однако этот вопрос требует еще своего изучения.
Особенно заметными недостатки известных ПУЗЧ становятся при совместной работе с современными высококачественными УМЗЧ, например [1].
При разработке предлагаемого ПУЗЧ учтены перечисленные соображения, вместе с этим желательно достичь максимальной простоты схемы.
Параметры усилителя (рис.3):
- Частота среза fc 300 кГц
- Коэффициент интермодуляционных НИ при 11вых < 5 В и Rh > 1 кОм в диапазоне 0,02-20 кГц < 0,001 %
- Номинальное Iвх 0,25 В
- Максимальное I вых 9В
- Уровень шума (R^0) -103 дБ
- Взвешенное значение -109 дБА
- Выходное сопротивление < 0,1Ом
- Фазовый угол при f=0,1 ...200 кГц < 0,1°
- Минимальное сопротивление нагрузки R 300 Ом
Усилитель выполнен по симметричной схеме на комплементарных парах транзисторов, такая структура значительно повышает его исходную линейность еще до охвата ООС. Все транзисторы, включая выходные, работают в режиме класса "А", причем коллекторный ток покоя VT7, VT8 около 10 мА и позволяет им сохранять этот режим при сопротивлениях нагрузки Rh не менее 300 Ом.
Несмотря на то, что VT5 и VT6 включены по схеме с общим эмиттером, их передаточные характеристики достаточно линеаризированы значительными сопротивлениями в эмиттерных цепях (R15, R16).
Уровень НИ оказался настолько мал, что решено было не применять предусматривавшиеся петли ЕПОС [1, 3], которые значительно усложнили бы схему.
Входной каскад с целью получения низкого уровня шума выполнен на полевых транзисторах с р-п-переходом. Входное сопротивление усилителя, равное около 350 кОм, определяется только сопротивлениями резисторов R3, R6 (при этом следует не забыть о соответствующем изменении емкостей С1, С2, чтобы постоянные времени ФВЧ R3C1 и R6C2 оставались прежними). Делители напряжения R1R2 и R4R5R7 задают рабочие точки VT1 и VT2, резистор R4 служит для начальной установки нулевого напряжения на выходе усилителя и после настройки его можно заменить постоянным резистором нужного сопротивления, причем значение постоянной составляющей на выходе усилителя не столь критично и может находиться в пределах ±200 мВ.
Для получения большого коэффициента усиления входного каскада и малого шума применена динамическая нагрузка на полевых транзисторах VT3, VT4. Поскольку оба плеча входного каскада (VT1-VT3 и VT2-VT4) в конечном итоге работают на общую нагрузку, это дает выигрыш в уровне шума 3 дБ. В результате шум усилителя оказался примерно втрое (на 10 дБ) меньше, чем у усилителей, входной каскад которых выполнен на ОУ К157УД2.
Сигнал ООС с выхода подается в точку соединения R13R14. Коэффициент передачи цепи ООС определяется цепочками R10R13C3 и R11R1404 вместе с регулятором усиления R12, которым устанавливают коэффициент усиления устройства в пределах 2-5. При желании диапазон регулировки усиления можно расширить уменьшением R10 и R11.
Конденсаторы С5-С7 корректируют АЧХ усилителя с целью получения наилучшей переходной характеристики, но его работоспособность сохраняется и без них, однако фронт прямоугольного импульса в их отсутствие приобретает небольшой выброс, а на "полке" появляется рябь.
Резисторы R19, R20 предохраняют VT7, VT8 от перегрузки при коротком замыкании на выходе.
Режимы усилителя по постоянному току стабилизированы как местной (R13, R14, R8, R9, R15, R16), так и глубокой (около 66 дБ) общей ООС, благодаря чему температурные колебания и дрейф параметров элементов мало сказываются на его работе.
Полевые транзисторы следует подобрать в пары по начальному току стока. У транзисторов VT1, VT2 он должен быть около 0,8-1,8 мА, у VT3, VT4 - не менее 5-6 мА. VT1 можно взять с индексами Б, А, VT2 - с индексами И, Е, Ж, К, VT3, VT4 - с индексами Д, Г, Е, КТ3107 - с индексами Б или И, КТ3102 - соответственно А или Б, В, Д, VT5-VT8 можно не подбирать
Конденсаторы С5, С7 - типов КТ, КД, С1-С4 - К73-16, К73-17, К71-4, К76-5 и т.п. В качестве С3, С4 можно использовать электролитические конденсаторы, например, К50-16, К50-6 либо импортные.
Питание усилителя - от любого стабилизированного двуполярного источника напряжения ±15 В.
Налаживание собранного из исправных деталей усилителя несложно. Подбором R8 и R9 устанавливают указанные на схеме напряжения на стоках VT1 и VT2 (12± 0,5 В), а подбором R17, R18 - напряжения на эмиттерах VT7, VT8 (0,8-1,2 В). Параллельно этому подстройкой R4 устанавливают близким к нулю выходное напряжение.
Если же нужные режимы транзисторов сразу установить не удается, следует вначале наладить отдельно входной каскад. Для этого выход усилителя соединяют с общим проводом (чтобы отключить общую ООС) и отключают базы VT5 и VT6 от стоков VT1 и VT2, закорачивая затем эти базы со своими эмиттерами. После этого добиваются во входном каскаде режимов, как указано выше. Если это удается, то восстанавливают соединения схемы и окончательно подбирают R17,R18 и R4.
Схема регулятора громкости и тембра с использованием показанного на рис.3 усилителя представлена на рис.4, где А1, А2 - два таких усилителя; ФРТ - физиологический регулятор тембра [3]; ТКРГ -тонкомпенсированный регулятор громкости, выход которого подключается к УМЗЧ. Инфразвуковые частоты срезаются в каждом из усилителей А1 и А2 как на входе (ФВЧ R1-R3C1 и R4-R5-R6-C2, рис.3), так и в цепи ООС (R10-R13-C3 и R11-R14-C4), что дает в итоге ФВЧ 4-го порядка (а вместе с входным ФВЧ УМЗЧ [1] - 5-го порядка), этого достаточно для эффективного подавления низкочастотных помех с частотой меньше 20 Гц, таких, например, как от коробленных грампластинок.
В обходе ФРТ нет острой необходимости, так как его органами регулировки легко получить строго горизонтальную АЧХ. Однако эту функцию несложно осуществить, как показано на рис.4, с помощью переключателя S1 и делителя R1R2.
В качестве R12 (рис.3) использован сдвоенный переменный резистор, "половинки" которого включают в разные каналы стереотракта. В каскадах А1 они включены "синфазно" (сопротивление реостата R12 в обоих каналах изменяется в одну сторону при перемещении движка регулятора) и выполняют роль дополнительного регулятора уровня, повышая тем самым перегрузочную способность ПУЗЧ до 26 дБ и обеспечивая согласование АЧХ ТКРГ с уровнем сигнала. В каскадах А2 они включены "противофазно" (сопротивление R12 в одном канале увеличивается, в другом уменьшается) и играют роль регулятора стереобаланса.
На рис.5 изображена принципиальная схема ТКРГ, выполненного на сдвоенном переменном резисторе с двумя отводами типа СП3-30В. Часто в схемах ТКРГ применяется подключение цепей частотной коррекции к движку потенциометра. Движущиеся контакты движка не могут быть идеальными, и при регулировании громкости их сопротивления изменяются от почти нулевого до весьма заметного, особенно после продолжительной эксплуатации. В простом (не тонкомпенсированном) регуляторе это почти не ощущается, особенно если последующий каскад имеет достаточно большое входное сопротивление, и может проявляться незначительными шорохами при регулировании.
В ТКРГ с подключением цепей коррекции к движку дела обстоят значительно хуже, АЧХ при ухудшениях контакта может искажаться очень сильно и становиться полностью неприемлемой, временами оглушая слушателя резким звуком неестественной окраски. Искажениями АЧХ страдают и ТКРГ, цепи коррекции которых подключают как к отводам, так и к движку. В таких ТКРГ даже при идеальном постоянном контакте движка хорошо заметны на слух раздражающие изменения АЧХ при проходе движка мимо отвода.
Предлагаемый ТКРГ лишен этих недостатков, так как в нем к движку потенциометра цепи частотной коррекции не подключаются. Его АЧХ представлены на рис.6. Они являются хорошим приближением к требуемым, благодаря детальной проработке частотно-зависимых звеньев.
В схеме ТКРГ (и в ФРТ) нельзя использовать электролитические конденсаторы, так как постоянная составляющая напряжения на их обкладках при работе данных схем равна нулю. Следует использовать те же типы неэлектролитических конденсаторов, какие указаны в схеме усилителя. Описанный предварительный усилитель и блок регулировки громкости и тембра при работе вместе с УМЗЧ [1], укомплектованым хорошими акустическими системами, обеспечивают превосходное звучание.
Автор: В. П. Матюшкин, г. Дрогобыч
Литература:
1. Матюшкин В.П. Сверхлинейный УМЗЧ класса Hgh-End на транзисторах//Радюаматор.-1998.-№8.-С.10-11; №9.-С. 10-11.
2. Матюшкин В.П. Параллельные петли обратной связи и их применение в УЗЧ//Рад1оаматор.-2000.-№12.-2001; №1-3.®