Электронный регулятор уровня сигнала (К122УД1Б, КТ312)
В электронных регуляторах уровня сигнала функции регулирующих элементов чаще всего выполняют полевые транзисторы с р-п переходом [1, 2], которые не позволяют построить регулятор с достаточно высокими техническими характеристиками.
Так максимальное напряжение регулируемого сигнала между стоком и истоком полевого транзистора ограничено значением 30...40 мВ у простейших регуляторов и 250 мВ у регул я торов с коррекцией характеристик транзистора с помощью ООС, напряжение которой из цепи регулирования подается в цепь управления.
При больших уровнях сигнала появляются нелинейные искажения вследствие паразитной модуляции сопротивления канала транзистора регулируемым сигналом.
Параметры полевого транзистора в значительной степени зависят от температуры окружающей среды, поэтому регуляторы на их основе обладают плохой температурной стабильностью. Все это сдерживает применение электронных регуляторов на полевых транзисторах.
Предлагаемый вниманию читателей электронный регулятор построен на базе дифференциального усилителя (ДУ) в интегральном исполнении. В качестве такого усилителя использована микросхема К122УД1В. Ее принципиальная схема показана на рис. 1. В состав микросхемы входят генератор стабильного тока (ГСТ) на транзисторе VТЗ и дифференциальный каскад на транзисторах VТ1 и VТ2.
Сумма токов, протекающих через транзисторы дифференциальной нары, целиком определяется режимом ГСТ. Сам генератор обеспечивает возможность регулирования коэффициента усиления ДУ путем изменения тока при подаче управляющего напряжения на базу транзистора VТЗ.
Рис. 1.
При появлении на входах ДУ напряжений Uвх' и Uвх2 ток ГСТ Ігст будет перераспределяться между транзисторами VТ1 и VТ2 таким образом, что через них станут протекать токи ІкVT1 и IкVT2 [3]. Передаточные характеристики ДУ показаны на рис. 2 (здесь Uвx = Uвx1 - Uвх2», а фт - температурный потенциал транзистора).
При |Uвх|<=Фт передаточные характеристики близки к линейным. Когда входное напряжение превышает 3*ф переходит в режим насыщения. Коллекторный ток одного из транзисторов дифференциальной пары становится равным нулю, а другого принимает максимальное значение Ігст. Дальнейшее увеличение входного напряжения не изменяет распределение токов транзисторов VТ1 и VТ2.
Рис. 2.
Температурный потенциал транзистора фт при 20 °С равен 25,6 mR [4]. Поэтому входное напряжение, подаваемое на базы транзисторов дифференциальной пары, не должно быть выше этого значения, иначе ДУ будет работать на нелинейном участке передаточной характеристики, что приведет к увеличению нелинейных искажений.
В связи с этим было принято решение подавать входной сигнал в цепь базы транзистора VТЗ ГСТ, а усиление ДУ регулировать за счет перераспределения тока ГСТ между транзисторами VТ1, VТ2 при подаче управляющего напряжения в цепь базы транзистора VТ1.
Рис. 3. Электронный регулятор уровня сигнала - схема.
Рис. 4.
Принципиальная схема электронного регулятора показана на рис. 3. Функции регулирующего элемента выполняет микросхема DA1. Входной сигнал поступает на базу транзистора VТЗ этой микросхемы (см. рис. 1), включенного по схеме с ОЭ и работающего в линейном режиме.
Управляющее напряжение подается на базу транзистора VТ1 ДУ микросхемы DA1, база же второго транзистора ДУ (вывод 10) соединена с общим проводом, т. е. Uвх1 = Uупр, а Uвх2=0.
Очевидно, что при таком включении выходное напряжение будет пропорционально управляющему. При изменении последнего от -4фт до + 4фт (т. е. от -100 до +100 мВ) коэффициент передачи регулятора измененяется от 0 до 1.
В отличие от стандартного включения микросхемы увеличение |Uупр|>фт приводит не к возрастанию нелинейных искажений, а к нелинейности регулировочной характеристики, что хорошо иллюстрирует рис. 5.
Рис. 5.
Эмиттерный повторитель на транзисторе VТ1 (рис. 3) согласует DA1 с каскадом на транзисторе VТ2, который усиливает обрабатываемый сигнал до номинального выходного уровня при максимальном управляющем напряжении. Микросхема DA2 уменьшает проникновение управляющего напряжения в цепь регулируемого сигнала. Рассмотрим, как это происходит.
Для простоты предположим, что токи ГСТ микросхем DA1 и DA2, а также коэффициенты передачи тока базы транзисторов дифференциальных пар обеих микросхем равны между собой. Рассмотрим случай, когда входное напряжение, подаваемое на базу транзистора VТЗ микросхемы DA1, равно нулю.
В интервале времени 0...t1 (рис. 4,а) управляющее напряжение на базах транзисторов VT1 микросхем DA1 и DA2 (выводы 4) равно нулю, и коллекторные ТОКИ ІкVT1, IкVT2 и ІкVT1', IкVT2' транзисторов VТ1 и VT2 этих микросхем соответственно равны друг другу в силу принятого ранее допущения (рис. 46, в).
При этом ІкVT1 + IкVT2' = ІкVT1' + IкVT2 = Ic где Іc - суммарный ток, протекающий через общую нагрузку транзисторов VТ1 микросхемы DA1 и ?Т2 микросхемы DA2, а также через общую нагрузку транзисторов BТ2 и BТ1 этих же микросхем соответственно.
Теперь допустим, что в интервале времени t1...t2 управляющее напряжение приняло некоторое положительное значение Uynp > 0. В этом случае в силу неизменности токов ГСТ обеих микросхем произойдет перераспределение этого тока между транзисторами VT1 и VT2 в каждой микросхеме, причем насколько увеличатся токи IkVT1 и IkVT1' настолько же уменьшатся токи ІкVT2 и IkVT2'.
Нетрудно видеть (рис. 4 г), что при этом суммарный ток, протекающий через общую нагрузку транзисторов VТ1 и VТ2 обеих микросхем, останется неизменным и равным первоначально установившемуся току Іc. Если же Uynp < 0 (интервал времени t2...t1, рис. 4 а), то в микросхемах
DA1 и DA2 произойдет обратное перераспределение тока между транзисторами дифференциальной пары, но ток через общую нагрузку этих транзисторов не изменится и, следовательно, не изменится напряжение на выходе регулирующей ячейки. Таким образом, при принятых ранее допущениях микросхема DA2 полностью исключает проникновение управляющего напряжения в сигнальную цепь. Аналогично происходит подавление управляющего напряжения в сигнальной цепи и при наличии на входе электронного регулятора входного сигнала.
Построенный на описанном принципе электронный регулятор имеет следующие технические характеристики:
- Номинальное входное напряжение, В.....0,775;
- Максимальное выходное напряжение, В ..... 0,775;
- Диапазон рабочих частот, Гц......50....500 000;
- Неравномерность АЧХ в рабочем диапазоне частот, %, не более.....5;
- Коэффициент гармоник при выходном напряжении 0,775 В, %, не более .... 0,3.
К сожалению, коэффициент подавления управляющего напряжения в сигнальной цепи измерить не удалось в силу малости названного напряжения.
Регулятор сохраняет работоспособность в диапазоне частот - 50...6 500 000 Гц. Его регулировочные характеристики показаны на рис. 5. Диапазон регулировки выходного напряжения при изменении управляющего от -100 до +100 мВ в диапазоне рабочих частот (верхняя характеристика) - не менее 55 дБ, а на частоте 6,5 МГц - не менее 20 дБ. Питается регулятор от стабилизированного источника тока напряжением ±6 В.
Электронный регулятор рекомендуется размещать в непосредственной близости от остальных элементов конструкции, в которой он используется. Однако можно выполнить и в виде отдельного блока. Авторский вариант собран на печатной плате из двустороннего фольгированного текстолита (рис.6).
Рис. 6. Печатная плата регулятора уровня сигнала.
В нем использованы резисторы МЛТ-0,125, оксидные конденсаторы - К53-4, конденсатор С5- К10-7в. Микросхемы DA1 и DA2 необходимо подобрать с равными токами ГСТ. При необходимости их можно заменить более распространенными микросхемами К118УД1В, но при этом придется изменить печатную плату регулятора.
Вместо транзисторов КТ312А можно использовать КТ312Б(В), К342А(Б,В), КТ3102А(Б) и КТ315А (Б).
Собранный из исправных деталей электронный регулятор в налаживании не нуждается.
В качестве источника управляющего напряжения рекомендуется применять устройства с низким выходным сопротивлением. Схема такого устройства показана на рис. 7. Величину управляющего напряжения можно изменять резистором R1 от +110 до - 110 мВ.
Переменный резистор R1 - СПЗ-4А, постоянные R2 и R3 - МЛТ-0.125.
Рис. 7. Источник управляющего напряжения.
В заключение хотелось бы отметить еще одно важное преимущество описанного регулятора перед широко используемыми сейчас радиолюбителями электронными регуляторами на основе ОУ.
Дело в том, что коэффициент передачи таких устройств регулируется вследствие изменения глубины ООС, которое влечет за собой изменение и таких важных характеристик регуляторов, как входное сопротивление, неравномерность АЧХ, коэффициент нелинейных искажений и т. д. Описанный же регулятор не имеет всех этих недостатков.
Н. Кистерный. Пгос. Белая Березка, Трубчевского района Брянской обл. Радио 1989, 11.
Литература:
- Крейдич С. Регуляторы на полевых транзисторах.- Радио, 1980. № 2, с. 35-37.
- Валентин и Виктор Лексипы. Еще раз о регуляторах на полевых транзисторах.- Радио, 1981. № 7-8, с. 32 -33.
- Кудряшов Б., Назаров Ю., Тарабрин Б., Ушибышев В.- Аналоговые интегральные микросхемы. Справочник. М.: Радио и связь, 1981.
- Яцышин В., Бурдукова С. Полупроводниковые приборы и интегральные микросхемы. ~ Харьков: Издательство Харьковского университета, 1985.